sezione_15b
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Linea 1: | Linea 1: | ||
+ | ====== 15B - La risposta in frequenza degli amplificatori ====== | ||
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+ | ===== 1 Premessa ===== | ||
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+ | Spesso è necessario limitare in frequenza il funzionamento di un amplificatore, | ||
+ | |||
+ | ===== 2 Frequenza di taglio inferiore: il filtro attivo passa-alto ===== | ||
+ | |||
+ | Il circuito di //figura 1// è un amplificatore invertente con un condensatore in serie a R< | ||
+ | |||
+ | `G(s)=(V_o(s) )/( V_s(s) )=-( Z_(f) (s))/ | ||
+ | |||
+ | Osservando la //fdt// notiamo che: | ||
+ | * è presente uno zero nell' | ||
+ | * il comportamento è invertente | ||
+ | * il guadagno a frequenze elevate non vale 1 ma -R< | ||
+ | |||
+ | Il diagramma di Bode di //figura 2// conferma quanto detto((il diagramma della fase - non riportato - è invertito di 180° rispetto a quello del filtro RC passa-alto)) e mette in evidenza la **frequenza di taglio** dove l' | ||
+ | |||
+ | `f_t=1/(2 pi R_s C_s)` | ||
+ | |||
+ | Il circuito appena visto è un **filtro attivo passa-alto del primo ordine** e rispetto al filtro passivo: | ||
+ | * può amplificare il segnale | ||
+ | * ha un comportamento che non dipende dal carico | ||
+ | Entrambi i vantaggi derivano dall' | ||
+ | |||
+ | La //figura 3// mostra come realizzare un filtro attivo passa-alto con configurazione non invertente collegando in cascata filtro e amplificatore. La //fdt// del circuito vale: | ||
+ | |||
+ | `G(s)=(V_o(s) )/( V_s(s) )=(sRC)/ | ||
+ | |||
+ | ==== Extra ==== | ||
+ | |||
+ | * esempio 1 (progetto di un filtro attivo) | ||
+ | * problema svolto 2 (metodo per il dimensionamento di due condensatori di accoppiamento) | ||
+ | |||
+ | ===== 3 Frequenza di taglio superiore: i filtri attivi passa-basso e passa banda ===== | ||
+ | |||
+ | Per fissare una frequenza di taglio superiore e realizzare un **filtro attivo passa-basso** invertente si può ricorrere al circuito di //figura 4//. La sua //fdt// è: | ||
+ | |||
+ | `G(s)=(V_o (s))/(V_s (s))=-(Z_(f)(s))/ | ||
+ | |||
+ | che coincide con quella di un filtro RC passa basso moltiplicato per il guadagno -R< | ||
+ | |||
+ | `f_t=1/(2 pi R_(f)C_(f))` | ||
+ | |||
+ | Il condensatore inserito nel circuito fissa un limite superiore in frequenza per l' | ||
+ | |||
+ | `f_(tL)=1/ | ||
+ | |||
+ | ma solo nell' | ||
+ | |||
+ | `G(s)=(V_o (s))/(V_s (s))=-(sR_(f)C_s)/ | ||
+ | |||
+ | e il corrispondente diagramma di Bode avrà la tipica forma trapeziodale del filtro passa-banda dovuta alla presenza di uno zero seguito da due poli((il guadagno in centro banda è sempre -R< | ||
+ | |||
+ | Nell' | ||
+ | |||
+ | `f_t=1/(2 pi R_2 C_2)` | ||
+ | |||
+ | ==== Cenni sulla scheda integrativa 15B.1 ==== | ||
+ | |||
+ | Nei circuiti RC - che sono i più comuni - conviene determinare la banda passante studiando tre circuiti equivalenti: | ||
+ | * il circuito in centro banda, privo di condensatori, | ||
+ | * il circuito in bassa frequenza, dove sono presenti solo i condensatori più grandi - quelli più piccoli si comportano da circuiti aperti((la loro reattanza assume infatti un valore molto elevato perché inversamente proporzionale a frequenza e capacità; alle alte frequenze avviene il contrario)) - permette di calcolare la frequenza di taglio inferiore | ||
+ | * il circuito in alta frequenza, dove sono presenti solo i condensatori più piccoli - quelli grandi si comportano da cortocircuiti - permette di calcolare la frequenza di taglio superiore | ||
+ | |||
+ | Per il calcolo delle frequenze di taglio, nell' | ||
+ | * per fissare la frequenza di taglio inferiore conviene mantenere la capacità più grande moltiplicare le altre per 10 | ||
+ | * per fissare la frequenza di taglio superiore conviene mantenere la capacità più piccola e dividere le altre per 10 | ||
+ | |||
+ | In questo modo un solo condensatore è responsabile della frequenza di taglio e il polo corrispondente viene detto **polo dominante**. | ||
+ | ==== Extra ==== | ||
+ | |||
+ | * esempio 2 (progetto di un filtro passa-banda) e 3 (passa-banda e mixer audio) | ||
+ | * scheda integrativa 15B.1 (banda passante in un amplificatore generico, circuiti equivalenti in centro banda, bassa e alta frequenza) | ||
+ | * scheda di laboratorio 15B.1 (misura della risposta in frequenza di un amplificatore) | ||
+ | * problemi svolti 1 e 2 (passa banda), 3 (effetto di un condensatore trascurabile), | ||
+ | * problemi da svolgere 14 (fdt), 15 (Bode), 16 (passa-banda) | ||
+ | |||
+ | ===== 4 Limiti in frequenza di un operazionale reale ===== | ||
+ | |||
+ | La //figura 9a// mostra la risposta in frequenza di un operazionale ad anello aperto; come si vede il guadagno diminuisce già a frequenze molto basse e la banda passante è di appena 5 Hertz laddove per l' | ||
+ | * la pendenza è di -20dB per decade; questo è dovuto alla presenza di un filtro RC del primo ordine interno all' | ||
+ | * il prodotto di guadagno e frequenza è costante per tutti i punti del tratto in pendenza (per ogni decade il guadagno scende di 20dB, cioè diventa dieci volte più piccolo) ed è chiamato **prodotto guadagno banda** o **GBW** | ||
+ | * il //GBW// coincide con la frequenza a 0dB (1 MHz nel caso del //741//) | ||
+ | |||
+ | Il //GBW// è un parametro caratteristico degli operazionali reali e costituisce un limite in frequenza nelle applicazioni degli OP-AMP; ad anello chiuso infatti il guadagno sarà sempre minore di quello ad anello aperto e la banda passante sarà determinata di conseguenza, | ||
+ | |||
+ | Quando si progetta un amplificatore occorre quindi considerare che anche senza impiegare condensatori esterni è sempre presente un limite in frequenza imposto dal //GBW// e che, dal momento che l' | ||
+ | |||
+ | Per ottenere una banda passante elevata conviene: | ||
+ | * operare con un guadagno ad anello chiuso non elevato | ||
+ | * impiegare un OP-AMP con GBW più elevato (come il //355//) | ||
+ | * realizzare l' | ||
+ | |||
+ | La banda passante è limitata anche da un altro parametro, lo **slew rate**, che corrisponde alla massima velocità con cui può variare il segnale di uscita: | ||
+ | |||
+ | `SR=(dv_o)/ | ||
+ | |||
+ | La limitazione imposta dallo //SR// si fa sentire nei segnali di ampiezza elevata (dv elevato) e frequenza elevata (dt ridotto) e comporta una deformazione del segnale di uscita (//figura 10//). In questi casi occorre valutare quale parametro, tra //GBW// e //SR//, determinerà la banda passante, tenendo presente che l' | ||
+ | ==== Extra ==== | ||
+ | |||
+ | * esempio 4 (calcolo banda passante in base al //GBW//), esempio 5 e 6 (calcolo banda passante in base a //GBW// e //SR//) | ||
+ | * problemi svolti 8 (banda passante da //GBW// e //SR//) e 11 (progetto amplificatore audio) | ||
+ | * schede di laboratorio 2 (misura GBW) e 3 (misura SR con segnale sinusoidale, | ||
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+ | ===== 5 Circuiti derivatori e integratori ===== | ||
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+ | In //figura 11a// è rappresentato un derivatore ideale attivo così chiamato perché la tensione in uscita è proporzionale alla derivata di quella in ingresso. Infatti, analizzando il circuito nel dominio del tempo, si ricava: | ||
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+ | `v_o=-R_(f)C(dv_s)/ | ||
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+ | Questo circuito non può essere utilizzato perché la sua //fdt// è: | ||
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+ | `G(s)=-sR_(f)C` | ||
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+ | che non è fisicamente realizzabile((il numero di zeri è maggiore di quello dei poli)) e nemmeno desiderabile perché, come si vede nel diagramma di Bode di //figura 11b//, alle alte frequenze il guadagno sarebbe infinito e i disturbi renderebbero il circuito inutilizzabile. Nella pratica si utilizza come circuito derivatore il filtro attivo passa-alto, che si differenzia solo per la presenza della resistenza R< | ||
+ | * alle basse frequenze il comportamento coincide con quello del derivatore ideale | ||
+ | * alle alte frequenze il guadagno è costante e il comportamento è da amplificatore in centro banda | ||
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+ | Il //figura 13a// è rappresentato un integratore ideale attivo così chiamato perché la tensione in uscita è proporzionale all' | ||
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+ | `v_o=-1/ | ||
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+ | dove K è la tensione ai capi del condensatore per t=0. Anche questo circuito non è utilizzabile perché la sua //fdt// è: | ||
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+ | `G(s)=-1/ | ||
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+ | a cui corrisponde il diagramma di Bode di //figura 13b// con guadagno infinito alle basse frequenze dove i disturbi in continua renderebbero inutilizzabile il circuito. Nella pratica si utilizza come circuito integratore il filtro attivo passa-basso, | ||
+ | * alle basse frequenze il guadagno è costante e il comportamento è da amplificatore in centro banda | ||
+ | * alle alte frequenze il comportamento coincide con quello dell' | ||
+ | ==== Extra ==== | ||
+ | * esempio 7 (circuito derivatore e segnale triangolare) e 8 (circuito integratore e onda quadra) | ||
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+ | ===== 6 La distorsione di un amplificatore ===== | ||
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+ | La **distorsione lineare** è dovuta agli elementi reattivi presenti nel circuito e produce una deformazione del segnale di uscita rispetto a quello di ingresso e si presenta come: | ||
+ | * **distorsione di frequenza**: | ||
+ | * **distorsione di fase**: le armoniche subiscono sfasamenti diversi in base alla fase della risposta in frequenza del circuito | ||
+ | |||
+ | La **distorsione non lineare** è dovuta alle non-linearità dei componenti attivi presenti nel circuito e si manifesta con armoniche indesiderate che si aggiungono al segnale (ad esempio con la presenza di più armoniche in uscita con un segnale sinusoidale in ingresso). Si definisce **distorsione d' | ||
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+ | `D_n % = V_n/V_1 100` | ||
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+ | La **distorsione armonica totale** è invece il rapporto tra il valore efficace di tutte le armoniche tranne la fondamentale e quello della fondamentale. | ||
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+ | Con segnali non sinusoidali può manifestarsi anche una **distorsione da intermodulazione** dove, oltre ad armoniche multiple della frequenza del segnale compaiono altre armoniche (somma e differenza di multipli delle armoniche del segnale in ingresso). | ||
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+ | ===== Note ===== | ||
+ | /* | ||
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+ | ALTRO | ||
+ | |||
+ | polo dominante nelle lezioni multimediali a pag 362 ma anche SI 15b.1, par 4 | ||
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+ | condensatori interagenti vedi appunti itis ravenna (risposta in frequenza amplificatori) | ||
+ | |||
+ | < | ||
+ | * 1, 2, 3 basate su Labview. NO | ||
+ | * 1 guadagno teorico e effettivo (formula sbagliata vedi wp) | ||
+ | * 2 operazionale ideale passa-alto|basso|banda | ||
+ | * 3 polo dominante e limiti in frequenza dell' | ||
+ | * 4 amplificatore audio. multisim con strumenti labview. inutilmente complessa. NO | ||
+ | * 5 distorsione. stesso circuito del 4 e altri strumenti labview. NO</ | ||
+ | |||
+ | schede di laboratorio: | ||
+ | * 1 passa-banda con operazionale | ||
+ | * 2 misura GBW | ||
+ | * 3 misura SR con segnale sinusoidale, | ||
+ | |||
+ | schede integrative: | ||
+ | * 1 banda passante per un amplificatore generico con i tre circuiti (centro banda, condensatori grandi e piccoli). Sì, ma solo la prima colonna e polo dominante rendendo trascurabili tutti i condensatori tranne uno | ||
+ | * 2 cenni su criteri di stabilità di Nyquist (ristretto) e margini di fase e di guadagno. Sì, ma solo i criteri | ||
+ | * 3 analisi qualitativa della BW di un amplificatore con onda quadra e formule approssimate. NO | ||
+ | |||
+ | ambrosetti (filtri attivi): | ||
+ | * problemi con accoppiamento diretto: sensibilità disturbi a bassa f e deriva termica | ||
+ | * costanti di tempo: RC dove R è la resistenza di thevenin vista dal condensatore | ||
+ | * OP-AMP reale: capacità parassite + gudagno + sfasamento 180° -> rischio instabilità -> capacità di compensazione con ft bassa in catena aperta e alta in catena chiusa (perché GBW costante) | ||
+ | * problema SR con segnali di ampiezza elevata e alta f | ||
+ | * integratore ideale: bode|guadagno -> instabilità a f basse (dove ci sono sempre tensioni di offset); giustificazione: | ||
+ | * derivatore ideale: bode|guadagno -> instabilità a f alte (disturbi sempre presenti) inoltre fdt senza poli (impossibile); | ||
+ | * integratore e derivatore non sono filtri (non c'è una ft) | ||
+ | |||
+ | PETRINI | ||
+ | * NA 2-6 funzione di trasferimento con poli e zeri complessi coniugati: pulsazione naturale e smorzamento e loro significato sul piano di Gauss, effetti sul modulo della rif | ||
+ | * NA 2-7 determinazione della fdt dall' | ||
+ | * elementi interagenti e calcolo dei poli con le costanti di tempo | ||
+ | * zeri da risposta in continua e per f infinita, annullamento della risposta | ||
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+ | */ | ||
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+ | ===== Navigazione ===== | ||
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